多媒體時代，傳統A類、B類、AB類線性模拟音頻放大器因效率低，能耗大，已不能滿足電子視聽類LCD／PDP／OLED／LCOS／PDA等綠色節能、高效、體積小等新發展趨勢，而非線性音頻放大器件Class-D類功放因具備節能、高效率、高輸出功率、低溫升效應、占用空間小等優點，将被納入越來越多新産品設計中。D類放大器架構上分半橋非對稱型和全橋對稱型，而全橋類相對半橋型具有高達4倍的輸出功率，更爲高效；從信号适應上分模拟型和I2S全數字型，因全數字型尚處發展階段，成本高，而模拟型因成本優勢将在未來幾年處於應用主流。本文重點剖析瞭(le)全橋模拟型D類功放設計要素，實現瞭(le)一種基於NXP公司新型綠色能效模拟D類功放TFA9810T電路設計，並(bìng)重點對綠色節能高效、高輸出功率、低溫升效應、PCB布局、EMI抑制幾個方面進行總結分析。
1 D類功率放大器原理特點
1．1 D類放大器系統結構
D類放大器由積分移相、PWM調制模塊、G栅級驅動、開關MOSFET電路、Logic輔助、輸出濾波、負反饋、保護電路等部分組成。流程上首先将模拟輸入信号調制成PWM方波信号，經過調制的PWM信号通過驅動電路驅動功率輸出級，然後通過低通濾波濾除高頻載波信号，原始信号被恢複，驅動揚聲器發聲，如圖1所示。
1．2 調制級(PWM-Modulation)
調制級就是A／D轉換，對輸入模拟音頻信号採樣，形成高低電平形式數字PWM信号。圖2中，比較器同相輸入端接音頻信号源，反向端接功放内部時鍾産生的三角波信号。在音頻輸入端信号電平高於(yú)三角波信号時，比較器輸出高電平VH，反之，輸出低電平VL，並(bìng)将輸入正弦波信号轉換爲寬度随正弦波幅度變化的PWM波。這是D類功放核心之一，必須要求三角波線性度好，振蕩頻率穩定，比較器精度高，速度快，産生的PWM方波上升、下降沿陡峭，深入調制措施參見文獻[2]。
1．3 全橋輸出級
輸出級是開關型放大器，輸出擺(bǎi)幅爲VCC，電路結構如圖3所示。将MOSFET等效爲理想開關，關斷時，導通電流爲零，無功率消耗；導通時，兩端電壓依然趨近爲零，雖有電流存在，但功耗仍趨近零；整個工作周期，MOSFET基本無功率消耗，所以理論上D類功放的轉換效率可接近100％，但考慮輔助電路功耗及MOSFET傳導損耗，整體轉換效率一般可達90％左右。因爲轉換效率很高，所以芯片本身消耗的熱能小，溫升也才很小，完全可以不考慮散熱不良，因此被稱(chēng)爲綠色能效D類功放。
對全橋,進一步減小導(dǎo)通損耗，要使MOSFET漏源的導(dǎo)通電(diàn)阻RON盡量小。選取低開關頻率和栅源電(diàn)容小的MOSFET，加強前置驅動器的驅動能力。
1．4 LPF低通濾波級
LPF濾波器可消除PWM信号中電磁幹擾和開關信号，提高效率，降低諧波失真，直接影響放大器帶寬和THD，必須設置合适截止頻率和濾波器滾降系數，以保證音頻質量。對於(yú)視聽産品，20 Hz～20 kHz爲可聽聲；低於(yú)20 Hz爲次聲；高於(yú)20 kHz爲超聲。應用中一般設置截止頻率爲30 kHz，這個頻率越低，信号帶寬越窄，但過低會損傷信号質量，過高會有噪聲混入。常用LPF濾波器一般有巴特沃思濾波器、切比雪夫濾波器、考爾濾波器三種。巴特沃思濾波器在通帶BW内最大平坦幅度特性好，易實現，因此視聽産品多採(cǎi)用等效内阻小，輸出功率大的LC二階巴特沃思濾波器如圖4所示。
1．5 負反饋
負反饋是LPF電路，将檢測到的輸出級音頻成分反饋到輸入級，與輸入信号比較，對輸出信号進行補償、校正、噪聲整形，以此改善功放線性度，降低電源中紋波(電源抑制比，PSRR)。負反饋可減小通帶内因脈沖寬度調制、輸出級和電源電壓變(biàn)化而産生的噪聲，使輸出PWM中低頻成分總能與輸入信号保持一緻，以得到很好的THD，使聲音更加豐富精確(què)。
1．6 功耗效率分析
D類效率在THD<7％情況下，可達(dá)85％以上效率，遠高於(yú)普及使用的最大理論效率78.5％的線性功放。根本原因在於(yú)輸出級MOSFET完全工作在開關狀态。理論上，D類功放效率爲：
假設D類功放MOSFET導(dǎo)通電(diàn)阻爲RON，所有其他無源電(diàn)阻爲RP，濾波器電(diàn)阻爲RF，負載電(diàn)阻爲RL，則不考慮開關損耗的效率爲：
式中：fOSC是振蕩(dàng)器頻率；tON和tOFF分别是MOSFET開、關(guān)頻率。此時效率爲：
由上述公式得知，D類功放中負載RL，相對其他電阻，比值越大效率越高；MOSFET作爲續流開關，所消耗的功率幾乎等於(yú)MOSFET導通阻抗上I2RON損耗和靜态電流總和，相比較輸出到負載的功率幾乎可忽略。所以，其效率遠高於(yú)線性功放，如圖5所示。非常适應現今綠色節能的要求，适合被平闆等數字視聽産(chǎn)品規模使用。
2 D類功放需要注意的關鍵點
在D類設計應用中需注意以下幾(jǐ)點(diǎn)：
2．1 Deadtime(死區校正)
全橋MOSFET管輪流成對導通，理想狀态一對導通，另一對截止，但實際上功率管的開啓關斷有一個過程。過渡過程中，必有一瞬間，如圖3所示，在IN1／IN3尚未徹(chè)底關斷時IN2／IN4就已開始導通；因MOSFET全部跨接於(yú)電源兩端，故極端的時間内，可能會有很大的電壓電流同時加在4個MOSFET上，導緻功耗很大，整體效率下降，而且器件溫升加劇，燒壞MOSFET，降低可靠性。爲避免兩對MOSFET同處導通狀态，引起有潛在威脅的很大短路電流，應保證一對MOSFET導通和另一對MOSFET截止期間有一個很短的停滞死區時間(Dead-time)，這個時間由Logic邏輯控制器控制，以有效保證一組MOSFET關斷後，另一組MOSFET再适時開啓，減小MOSFET損耗，提高放大器效率。
但Deadtime設(shè)置不當(dāng)，将出現如下問題：
(1)輸出信号中将産(chǎn)生毛刺，造成電磁幹擾，也即死區時間内，IN1／IN3都關斷。完全失控的輸出電壓将受到圖6(a)中體二極管電流的影響(體二極管電流的形成，參(cān)見下文EMI節)，輸出波形中将出現毛刺幹擾。
(2)Deadtime過(guò)大，輸出波形中出現的毛刺包含的能量将持續消耗在體二極(jí)管中，以熱能形式消耗能量，嚴重影響芯片工作穩定性和輸出效率。
(3)Deadtime過(guò)長(zhǎng)，影響放大器線性度，造成輸出信号交越失真，時間越長(zhǎng)，失真越嚴重。
2．2 EMI(Electro-Magnetic InteRFerence)
EMI主要由MOSFET體二極管反向恢複電(diàn)荷形成，具體産(chǎn)生機理如圖6所示。
第一階段，MP1-MOSFET導通，有電流流過MOSFET和後級LPF電感；第二階段，全橋進入Dead-time期間，MP1本身關斷，但其體二極管依然導通，保證後級電感繼續續流；第三階段，Deadtime期結束，MN1導通瞬間，若MP1體二極管存儲的剩餘電荷尚未完全釋放，則瞬間釋放上一次導通期間未釋放的存儲電荷，導緻反向恢複電流激增，此電流趨向於(yú)形成一個尖脈沖(chōng)，最終體現在輸出波形上，如圖6(b)所示。因此，輸出頻譜會在開關頻率以及開關頻率倍頻處包含大量頻譜能量，對外形成EMI。
爲抑制EMI，以降低輸出方波頻率，減緩方波頂部脈沖爲目的，将一些内部EMI消除電路新技術應用於(yú)新産(chǎn)品中：
(1)Dither。擴展頻譜技術，即在規定範圍内，周期性調(diào)整三角波採(cǎi)樣時鍾頻率，基波和高次諧波避開敏感頻段，使輸出頻譜能量平坦分散；
(2)增加主動輻射限制電(diàn)路，輸出瞬變(biàn)時，主動控制輸出MOSFET栅極，以避免後級感性負載續流引起高頻輻射。
2．3 印制闆PCB布局設計規則
(1)因輸出信号含大量高頻方波，需将加入的低失真、低插入損耗LC濾波電(diàn)容和鐵氧體電(diàn)感低通濾波器件緊密靠近功放，将承載高頻電(diàn)流的環路面積減至最小，以降低瞬态EMI輻(fú)射。
(2)因輸出電(diàn)流大，音頻輸出線徑要寬，線長(zhǎng)要減短，故需降低無源電(diàn)阻RP和濾波器電(diàn)阻RF，提高負載電(diàn)阻RL比值，提高輸出效率。
(3)PCB底部是熱阻最低的散熱通道，功放底部裸露散熱銅皮面積要大，應盡可能在敷銅塊與臨近具有等電(diàn)勢的引腳以及其他元件間多覆銅，裸露焊盤相接的敷銅塊用多個過孔連接到PCB闆背面其他敷銅塊上，該(gāi)敷銅塊在滿足系統信号走線要求下，應具有盡可能大的面積，以保證芯片内核通過這些熱阻最低的敷銅區域有最佳散熱特性。
(4)大電流器件接地端附近，多加過孔，信号若跨接於(yú)PCB兩層(céng)間，多加過孔提高連接可靠性，降低導通阻抗。
(5)信号輸入端元件焊盤和信号線與輸出端保持适當(dāng)間距，關(guān)鍵反饋網絡器件置放在輸入／輸出PCB布局模塊中間，防止輸出端EMI幅射影響輸入端小信号。
(6)地線、電源線遠離輸入／輸出級，採(cǎi)用單(dān)點接地方法。
3 基於上述要素的綠色能效D類功放TFA9810T設計應用
3．1 TFA9810T内部結構
TFA9810T是NXP公司推出的雙通道額定輸出2×12 W的高效Class-D類功放，主要由兩組全橋功率放大器(Full-Bridge)、驅動(dòng)前端、邏輯控制、OVP／OCP／OTP等保護電(diàn)路、全差分輸入比較器、供電(diàn)模塊等構成，如圖7所示。
其具備(bèi)如下特點：可取消散熱器，有很高的可靠性，8～20 V單電源供電，外部增益可調，待機節能狀态的供電電流爲微安級，耗能很小等。非常适合應用於(yú)平闆類電視産品、多媒體系統、無線音頻領域。
3．2 模拟輸入級設計
TFA9810T輸入端採用可抑制共模幹擾的全差分輸入電路。以圖8 AMP-Rin輸入端爲例，RA128／RA133／CA139構成負反饋低通濾波器，用於(yú)衰減反饋信号中高頻載波成分。增加低頻成分反饋量，特别是直流成分。有效改善瞭(le)零輸入時因輸入信号直流電平與比較器門限電壓差異形成的占空比誤差，調整RA128也可實現TFA9810T增益控制，使Au(dB)=20log(VOUT／VIN)≌20log(RA128／RA132)。器件CA153／RA132／RA133及TFA9810T内阻構成高通濾波器，用於(yú)對輸入信号的緩沖。若CA153容值過小，會影響低頻響應，理論確定公式爲：
本設計取值1 μF，確定低端頻率爲16 Hz，若該頻率定得太高，低端輸入電抗(如在20 Hz)會太大，可能導緻輸出端較大噪聲和直流偏移噪聲(plop-noise)。反饋信号與經過緩沖的輸入音頻比較後，通過RA133進入TFA9810T進行PWM調制。爲避免圖8中Rin／Lin輸入信号頻率因半導體非線性産生和頻和差頻，導緻輸出端出現嘯叫聲，則通過調整電容CA123／CA145，将兩路載波頻率調差50 kHz左右。本設計中将取CA123=22 pF，CA145=47 pF，實現瞭Rin／Lin載頻相差50 kHz。
3．3 輸出級LPF低通濾波設計
TFA9810T輸出端低通濾波器採(cǎi)用二階巴特沃思濾波器方式，實際的巴特沃思二階濾波器由圖9中RCA類電(diàn)子元器件CA135／RA145／CA136／LA5／CA137／CA138／RA148／CA159／CA140／CA141／RA152／LA6／CA142／CA144等構成，對PWM方波中15 Hz～20 kHz音頻成分表現爲直通效應，對超過音頻範圍的20 kHz以上高頻成分呈現-12 dB／倍頻程滾降率。
簡化模型中，由Lse和Cse,R，C1構成基本巴特沃思濾波器，R和C1又構成有Zobel network的消峰電路，用於(yú)去除高頻時尖峰脈沖(chōng)幹擾。
3．4 溫升測試
本設計功放TFA9810T的直流電源供電15．2 V，工作環境溫度爲20℃，音頻系統輸入爲2Vp未調制的1 kHz單音頻信号，匹配負載爲8 Ω揚聲器，調整音頻輸出功率21 W，持續工作30 min，使用溫度測(cè)試設備(bèi)測(cè)得TFA9810T殼體中央最高溫度爲45℃，溫升僅25℃，無需再增加散熱片。
3．5 音頻A／D／A測試分析
圖10測(cè)試瞭(le)TFA9810T功放音頻輸入端爲1 kHz的2V。單音頻信号波形，輸出端揚聲器端到GND間爲12．84V。，圖9中LPF。濾波前功放輸出的PWM波形。圖11～圖13分别拓展瞭(le)圖10中A／B／C區。
由圖10～圖13可知，輸入波形疊加有高頻雜波。說明前端引入不良幹擾，需進一步分析改進；輸出波形平滑，無交越失真，Deadtime特性較好；輸入／輸出正弦波相位相反，直接由電阻RA128等形成閉環負反饋通路，降低瞭(le)噪聲幹擾，並(bìng)進行增益控制。A，B，C區的拓展圖輸出正弦波峰、波谷、S區域處PWM的頻率分别爲238．8 kHz，224．9 kHz，626．4 kHz，占空比不同，符合三角波採樣特性。圖中波峰、波谷處PWM脈沖fall下降沿和rise上升沿更爲陡峭，相比S形區域，包含大量高頻諧波，易引起EMI輻射，但通過巴特沃思二階濾波器濾波後，輸出正弦波良好，無明顯高頻雜波疊加，EMC測試也無明顯對外輻射頻率，滿足瞭(le)設計需要。
3．6 功率、效率測試
圖14測(cè)試瞭(le)在圖10狀态下功放TFA9810T的供電電壓、電流實際波形。
由圖10可知，功放單(dān)端輸(shū)出功率爲：
由圖14參(cān)數可知，功放供電(diàn)系統承載的總功率爲：
由此可得TFA9810T的效率爲(wèi)：
4 結 語
介紹瞭模拟全橋D類功放拓撲結構，詳細探讨瞭通過二階巴特沃思濾波器設計和功放PCB布局，抑制瞭因Deadtime等産生的EMI。最後基於NXP公司D類功放TFA9810T，實現瞭一種新型綠色能效雙通道D類音頻放大器設計。仿真和測試結果表明，在供電電壓約爲15 V時，放大器可向兩8 Ω揚聲器提供10 W×2的輸出功率，轉換效率達90％，總諧波失真小於7％，1 kHz正弦波音頻輸出無交越失真，無明顯EMI幹擾，功放殼體相對溫升25℃。随著當今社會節約能源的要求，該類綠色能效設計将在未來幾年達到更廣泛的應用。 |
